Эмне үчүн түгөнүү режимине келсекMOSFETsколдонулбайт, анын түбүнө жетүү сунушталбайт.
Бул эки өркүндөтүү режиминдеги MOSFETs үчүн NMOS көбүнчө колдонулат. Себеби, каршылык кичинекей жана өндүрүү үчүн жеңил. Ошондуктан, NMOS көбүнчө электр менен камсыз кылуу жана мотор диск колдонмолорун алмаштырууда колдонулат. Кийинки кириш сөздө NMOS көбүнчө колдонулат.
MOSFETтин үч төөнөгүчүнүн ортосунда мителик сыйымдуулук бар. Бул бизге керек эмес, бирок өндүрүш процессиндеги чектөөлөр менен шартталган. Паразиттик сыйымдуулуктун болушу диск схемасын долбоорлоодо же тандоодо аны кыйындатат, бирок андан качуунун жолу жок. Аны кийинчерээк кеңири тааныштырабыз.
Дренаж менен булактын ортосунда мите диод бар. Бул дененин диоду деп аталат. Бул диод индуктивдүү жүктөрдү (мисалы, моторлорду) айдаганда абдан маанилүү. Айтмакчы, дененин диоду бир гана MOSFETде бар жана адатта интегралдык микросхема чипинин ичинде кездешпейт.
2. MOSFET өткөрүү мүнөздөмөлөрү
Өткөргүч өчүргүчтүн ролун аткарууну билдирет, бул өчүргүч жабылганга барабар.
NMOS өзгөчөлүгү Vgs белгилүү бир мааниден жогору болгондо күйөт. Бул дарбаза чыңалуусу 4V же 10V жеткенде, булак жерге туташтырылганда (төмөнкү диск) колдонууга ылайыктуу.
PMOSтун мүнөздөмөлөрү Vgs белгилүү бир мааниден аз болгондо күйөт, бул булак VCCге (жогорку диск) туташкан кырдаалдарга ылайыктуу. Бирок, бирокPMOSжогорку класстагы драйвер катары оңой эле колдонсо болот, NMOS адатта жогорку деңгээлдеги драйверлерде чоң каршылыкка, жогорку баага жана бир нече алмаштыруу түрлөрүнө байланыштуу колдонулат.
3. MOS которуштуруу түтүк жоготуу
Бул NMOS же PMOS болобу, аны күйгүзгөндөн кийин каршылык бар, андыктан ток бул каршылыкта энергияны сарптайт. Керектелүүчү энергиянын бул бөлүгү өткөргүчтүк жоготуу деп аталат. Кичинекей каршылыгы бар MOSFETти тандоо өткөргүч жоготууларды азайтат. Бүгүнкү күндөгү аз кубаттуу MOSFET каршылыгы жалпысынан ондогон миллиомдорду түзөт, ошондой эле бир нече миллиом бар.
MOSFET күйгүзүлгөндө жана өчүрүлгөндө, ал дароо бүтпөшү керек. MOSдагы чыңалуу төмөндөө процессине ээ, ал эми агып жаткан токтун көбөйүү процесси бар. Бул мезгилдин ичинде,MOSFETтержоготуу чыңалуу менен токтун продуктусу болуп саналат, ал коммутация жоготуу деп аталат. Адатта, которуштуруу жоготуулары өткөргүчтүк жоготууларга караганда алда канча чоң болот, жана которуу жыштыгы канчалык тез болсо, жоготуулар ошончолук чоң болот.
Өткөрүү учурундагы чыңалуу менен токтун көбөйтүлүшү өтө чоң болуп, чоң жоготууларды алып келет. Которуу убактысын кыскартуу ар бир өткөрүү учурунда жоготууларды азайтышы мүмкүн; которуштуруу жыштыгын азайтуу убакыт бирдигине өчүргүчтөрдүн санын азайтышы мүмкүн. Эки ыкма тең которулуу жоготууларын азайтат.
MOSFET күйгүзүлгөндө толкун формасы. Жүргүзүү учурундагы чыңалуу менен токтун көбөйтүндүсү өтө чоң жана келтирилген жоготуу да абдан чоң экенин көрүүгө болот. Которуу убактысын кыскартуу ар бир өткөрүү учурунда жоготууну азайтышы мүмкүн; которуштуруу жыштыгын азайтуу убакыт бирдигине өчүргүчтөрдүн санын азайтышы мүмкүн. Эки ыкма тең которулуу жоготууларын азайтат.
4. MOSFET драйвери
Биполярдык транзисторлор менен салыштырганда, GS чыңалуусу белгилүү бир мааниден жогору болсо, MOSFETти күйгүзүү үчүн эч кандай ток талап кылынбайт деп эсептелет. Муну жасоо оңой, бирок бизге ылдамдык да керек.
Бул MOSFET структурасында GS жана GD ортосунда мите сыйымдуулугу бар экенин көрүүгө болот жана MOSFET кыймылдаткычы иш жүзүндө конденсатордун заряды жана разряды болуп саналат. Конденсаторду заряддоо токту талап кылат, анткени конденсаторду заряддоо учурунда кыска туташуу катары кароого болот, андыктан көз ирмемдик ток салыштырмалуу чоң болот. MOSFET драйверин тандоодо/конструкциялоодо көңүл буруу керек болгон биринчи нерсе - ал камсыз кыла турган заматта кыска туташуу токунун көлөмү. |
Белгилей кетчү экинчи нерсе, көбүнчө жогорку деңгээлдеги айдоо үчүн колдонулган NMOS, күйгүзүлгөндө дарбаза чыңалуусу булактан чоңураак болушу керек. Жогорку тараптан башкарылуучу MOSFET күйгүзүлгөндө, булак чыңалуусу дренаждык чыңалуу (VCC) менен бирдей болот, андыктан дарбаза чыңалуусу VCCден 4V же 10V жогору. Эгерде сиз ошол эле системада VCCден чоңураак чыңалууну кааласаңыз, анда сизге атайын күчөтүү схемасы керек. Көптөгөн мотор айдоочулар интегралдык заряд насосторуна ээ. Бул MOSFET башкаруу үчүн жетиштүү кыска туташуу ток алуу үчүн тиешелүү тышкы конденсатор тандоо керек экенин белгилей кетүү керек.
Жогоруда айтылган 4V же 10V көбүнчө колдонулган MOSFETтердин күйгүзүлгөн чыңалышы жана, албетте, дизайн учурунда белгилүү бир маржага жол берилиши керек. Ал эми чыңалуу канчалык жогору болсо, өткөрүү ылдамдыгы ошончолук тез жана өткөргүч каршылык ошончолук аз болот. Азыр ар кандай тармактарда колдонулган азыраак өткөргүч чыңалуулары бар MOSFETs бар, бирок 12V автомобиль электрондук тутумдарында жалпысынан 4V өткөрүү жетиштүү.
MOSFET драйверинин схемасы жана анын жоготуулары үчүн, Microchip'тин AN799 MOSFET драйверлерин MOSFETтерге дал келүүсүн караңыз. Бул өтө майда-чүйдөсүнө чейин, ошондуктан мен көп жазбайм.
Өткөрүү учурундагы чыңалуу менен токтун көбөйтүлүшү өтө чоң болуп, чоң жоготууларды алып келет. Которуу убактысын кыскартуу ар бир өткөрүү учурунда жоготууну азайтышы мүмкүн; которуштуруу жыштыгын азайтуу убакыт бирдигине өчүргүчтөрдүн санын азайтышы мүмкүн. Эки ыкма тең которулуу жоготууларын азайтат.
MOSFET - FETтин бир түрү (башка JFET). Аны өркүндөтүү режимине же түгөнүү режимине, P-каналга же N-каналга, жалпысынан 4 түргө жасоого болот. Бирок, иш жүзүндө N-канал MOSFET жакшыртуу режими гана колдонулат. жана өркүндөтүү тибиндеги P-канал MOSFET, ошондуктан NMOS же PMOS адатта ушул эки түргө тиешелүү.
5. MOSFET колдонмо схемасы?
MOSFETтин эң маанилүү мүнөздөмөсү анын жакшы коммутациялык мүнөздөмөлөрү болуп саналат, ошондуктан ал электрондук өчүргүчтөрдү талап кылган схемаларда кеңири колдонулат, мисалы, коммутациялык кубат булактары жана мотор дисктери, ошондой эле жарыкты өчүрүү.
Бүгүнкү MOSFET айдоочулары бир нече өзгөчө талаптарга ээ:
1. Төмөн чыңалуудагы колдонуу
5V электр менен жабдууну колдонууда, эгерде транзистордун чыңалуусу болжол менен 0,7V болгондуктан, азыркы учурда салттуу тотемдик полюстун структурасы колдонулса, дарбазага колдонулган чыныгы акыркы чыңалуу болгону 4,3 В. Бул учурда, биз номиналдык дарбаза күчүн тандашат
4.5V MOSFETти колдонууда белгилүү бир коркунуч бар. Ушул эле көйгөй 3V же башка төмөн вольттуу электр булактарын колдонууда да пайда болот.
2. Wide чыңалуу колдонуу
Киргизүүчү чыңалуу туруктуу маани эмес, ал убакытка же башка факторлорго жараша өзгөрөт. Бул өзгөрүү MOSFETге PWM схемасы тарабынан берилген айдоо чыңалуусунун туруксуз болушуна алып келет.
MOSFETтерди жогорку дарбаза чыңалууларында коопсуз кылуу үчүн, көптөгөн MOSFETтерде дарбаза чыңалуусунун амплитудасын күч менен чектөө үчүн орнотулган чыңалуу жөнгө салгычтары бар. Бул учурда, берилген айдоо чыңалуу чыңалууну жөнгө салуучу түтүктүн чыңалуудан ашып кеткенде, ал чоң статикалык энергия керектөөгө алып келет.
Ошол эле учурда, эгер сиз дарбазанын чыңалуусун азайтуу үчүн жөн гана резистордун чыңалуусун бөлүштүрүү принцибин колдонсоңуз, MOSFET кириш чыңалуу салыштырмалуу жогору болгондо жакшы иштейт, бирок кириш чыңалуу азайганда, дарбаза чыңалуусу жетишсиз болуп, толук эмес өткөргүч, ошону менен электр энергиясын керектөө көбөйөт.
3. Кош вольттуу колдонуу
Кээ бир башкаруу схемаларында логикалык бөлүгү типтүү 5V же 3.3V санариптик чыңалууну колдонот, ал эми кубат бөлүгү 12V же андан да жогору чыңалууларды колдонот. Эки чыңалуу жалпы жерге туташтырылган.
Бул төмөнкү вольттуу тарап MOSFETти жогорку вольттуу тарапта эффективдүү башкара алышы үчүн чынжырды колдонуу талабын жаратат. Ошол эле учурда, жогорку чыңалуу тарапта MOSFET да 1 жана 2 айтылган көйгөйлөргө туш болот.
Бул үч учурда, тотемдик полюстун структурасы чыгаруу талаптарына жооп бере албайт жана көптөгөн MOSFET драйверлери IC дарбазасынын чыңалуусун чектөө структураларын камтыбайт окшойт.
Ошентип, мен ушул үч муктаждыкты канааттандыруу үчүн салыштырмалуу жалпы схеманы иштеп чыктым.
|
NMOS үчүн айдоочу схемасы
Бул жерде мен NMOS драйверинин схемасына жөнөкөй анализ жасайм:
Vl жана Vh тиешелүүлүгүнө жараша төмөнкү жана жогорку чендеги энергия булактары болуп саналат. Эки чыңалуу бирдей болушу мүмкүн, бирок Vl Vh ашпашы керек.
Q1 жана Q2 эки айдоочу түтүктөр Q3 жана Q4 бир убакта күйгүзүлбөшүн камсыз кылуу менен изоляцияга жетүү үчүн тескери тотемдик мамы түзөт.
R2 жана R3 PWM чыңалуу шилтемесин камсыз кылат. Бул шилтемени өзгөртүү менен, схеманы PWM сигналынын толкун формасы салыштырмалуу тик болгон абалда иштетсе болот.
Q3 жана Q4 диск токту камсыз кылуу үчүн колдонулат. Күйгүзүлгөндө, Q3 жана Q4 Vh жана GNDге салыштырмалуу Vce минималдуу чыңалуусу гана болот. Бул чыңалуу төмөндөшү, адатта, болжол менен 0,3V гана болот, бул 0,7V Vceден бир топ төмөн.
R5 жана R6 - бул дарбазанын чыңалуусун тандап алуу үчүн колдонулган пикир резисторлор. Тандалган чыңалуу Q1 жана Q2 аркылуу Q5 негиздерине күчтүү терс пикир жаратат, ошентип дарбаза чыңалуусун чектелген мааниге чейин чектейт. Бул маани R5 жана R6 аркылуу жөнгө салынышы мүмкүн.
Акыр-аягы, R1 Q3 жана Q4 үчүн базалык ток чегин камсыз кылат, ал эми R4 Q3 жана Q4 муз чеги болгон MOSFET үчүн дарбаза ток чегин камсыз кылат. Зарыл болсо, тездетүүчү конденсаторду R4 менен параллель туташтырууга болот.
Бул схема төмөнкү өзгөчөлүктөр менен камсыз кылат:
1. Жогорку тараптагы MOSFETди кууп чыгуу үчүн төмөнкү чыңалуу жана PWM колдонуңуз.
2. Дарбаза чыңалуусунун талаптары жогору болгон MOSFETти башкаруу үчүн кичинекей амплитудалуу PWM сигналын колдонуңуз.
3. Дарбаза чыңалуунун эң жогорку чеги
4. Киргизүү жана чыгаруу токунун чектери
5. Тиешелүү резисторлорду колдонуу менен, өтө аз энергия керектөөгө жетишүүгө болот.
6. PWM сигналы тескери. NMOS бул өзгөчөлүккө муктаж эмес жана инверторду алдына коюу менен чечилет.
Портативдик түзүлүштөрдү жана зымсыз өнүмдөрдү иштеп чыгууда, продуктунун иштешин жакшыртуу жана батареянын иштөө мөөнөтүн узартуу - дизайнерлер туш болгон эки маселе. DC-DC өзгөрткүчтөрү жогорку эффективдүүлүктүн, чоң чыгуучу токтун жана аз тынч токтун артыкчылыктарына ээ, бул аларды портативдик түзүлүштөрдү иштетүү үчүн абдан ылайыктуу кылат. Азыркы учурда, DC-DC конвертер дизайн технологиясын өнүктүрүүнүн негизги тенденциялары болуп төмөнкүлөр саналат: (1) Жогорку жыштык технологиясы: которуу жыштыгы өскөн сайын, которуштуруу өзгөрткүчтүн көлөмү да азаят, электр тыгыздыгы да абдан көбөйөт, жана динамикалык жооп жакшыртылды. . Аз кубаттуулуктагы DC-DC өзгөрткүчтөрдүн которуштуруу жыштыгы мегагерц деңгээлине чейин көтөрүлөт. (2) Төмөн чыгыш чыңалуу технологиясы: Жарым өткөргүчтөрдү өндүрүү технологиясынын тынымсыз өнүгүшү менен микропроцессорлордун жана портативдик электрондук түзүлүштөрдүн иштөө чыңалуусу азайып баратат, бул келечектеги DC-DC өзгөрткүчтөрүнүн микропроцессорлорго ыңгайлашуу үчүн төмөнкү чыгыш чыңалуусун камсыз кылуусун талап кылат. процессорлорго жана көчмө электрондук түзүлүштөргө талаптар.
Бул технологияларды иштеп чыгуу электр чип схемаларын долбоорлоо үчүн жогорку талаптарды койду. Биринчиден, которуштуруу жыштыгы өсүп жаткандыктан, коммутация элементтеринин иштешине жогорку талаптар коюлат. Мында коммутациялоочу элементтердин МГцге чейинки которуштуруу жыштыктарында нормалдуу иштешин камсыз кылуу үчүн тиешелүү коммутациялык элементтердин кыймылдаткыч схемалары каралууга тийиш. Экинчиден, батарейка менен иштеген көчмө электрондук түзүлүштөр үчүн чынжырдын жумушчу чыңалуусу төмөн (мисалы литий батарейкаларын алсак, жумушчу чыңалуу 2,5~3,6V), демек, электр чипинин жумушчу чыңалышы төмөн.
MOSFET өтө төмөн каршылыкка ээ жана аз энергия керектейт. MOSFET көбүнчө азыркы популярдуу жогорку эффективдүү DC-DC чиптеринде кубат которгучу катары колдонулат. Бирок, MOSFETтин чоң мите сыйымдуулугунан улам, NMOS которуштуруу түтүктөрүнүн дарбазасынын сыйымдуулугу жалпысынан ондогон пикофарадка чейин жогору. Бул жогорку жумушчу жыштыктагы DC-DC конвертер коммутациялоочу түтүк дискинин схемасын долбоорлоо үчүн жогорку талаптарды коёт.
Төмөн вольттуу ULSI конструкцияларында чоң сыйымдуулук жүктөрү катары жүктөөчү күч түзүмдөрүн жана диск схемаларын колдонгон ар кандай CMOS жана BiCMOS логикалык схемалары бар. Бул схемалар нормалдуу түрдө 1Вдан төмөн кубат берүүчү чыңалуу менен иштей алат жана жүк сыйымдуулугу 1ден 2пФке чейин ондогон мегагерц же жүздөгөн мегагерц жыштыгында иштей алат. Бул макалада төмөнкү чыңалуу, жогорку которуштуруу жыштыгын жогорулатуучу DC-DC өзгөрткүчтөрүнө ылайыктуу, чоң жүк сыйымдуулугу диск жөндөмү бар дисктин схемасын долбоорлоо үчүн жүктөөчү схеманы күчөтүү схемасы колдонулат. Схема Samsung AHP615 BiCMOS процессинин негизинде иштелип чыккан жана Hspice симуляциясы менен текшерилген. камсыздоо чыңалуу 1.5V жана жүк сыйымдуулугу 60pF болгондо, иш жыштыгы 5MHz ашык жетиши мүмкүн.
|
MOSFET өтүү өзгөчөлүктөрү
|
1. Статикалык мүнөздөмөлөр
Которуу элементи катары, MOSFET да эки абалда иштейт: өчүрүү же күйгүзүү. MOSFET чыңалуу менен башкарылуучу компонент болгондуктан, анын иштөө абалы негизинен дарбаза булагы чыңалуу uGS менен аныкталат.
Иш өзгөчөлүктөрү төмөнкүлөр болуп саналат:
※ uGS＜күйгүзүү чыңалуусу UT: MOSFET кесүү зонасында иштейт, дренаждык булак агымы iDS негизинен 0, чыгыш чыңалуусу uDS≈UDD жана MOSFET “өчүрүү” абалында.
※ uGS>Күйгүзүү чыңалуусу UT: MOSFET өткөрүүчү аймакта иштейт, дренаждык булак агымы iDS=UDD/(RD+rDS). Алардын арасында, rDS MOSFET күйгүзүлгөндө дренаж булагы каршылыгы болуп саналат. Чыгуу чыңалуусу UDS=UDD?rDS/(RD+rDS), эгерде rDS＜＜RD, uDS≈0V болсо, MOSFET “күйгүзүлгөн” абалда.
2. Динамикалык мүнөздөмөлөр
MOSFET күйгүзүү жана өчүрүү абалына өтүүдө да өтүү процессине ээ, бирок анын динамикалык мүнөздөмөлөрү, негизинен, чынжырга тиешелүү адашкан сыйымдуулукту заряддоо жана разряддоо үчүн талап кылынган убакытка жана түтүктүн өзү күйүп жана өчүп турганда заряддын топтолушу жана разрядына көз каранды. Тартуу убактысы абдан аз.
Киргизүү чыңалуусу ui жогоркудан төмөнгө өзгөргөндө жана MOSFET күйгүзүлгөн абалдан өчүк абалына өзгөргөндө, UDD кубат булагы RD аркылуу адашкан сыйымдуулукту CL жана заряддоо убактысынын туруктуу τ1=RDCL зарядын алат. Ошондуктан, чыгуу чыңалуу uo төмөн денгээлден жогорку деңгээлге өтүүдөн мурун белгилүү бир кечигүү аркылуу өтүшү керек; кириш чыңалуусу ui төмөндөн жогоркуга өзгөргөндө жана MOSFET өчүк абалынан күйгүзүлгөн абалга өзгөргөндө, CL адашкан сыйымдуулуктун заряды rDS аркылуу өтөт Разряд τ2≈rDSCL разряд убактысынын туруктуулугу менен пайда болот. Бул чыгуу чыңалуу Uo да төмөн деңгээлге өтүү үчүн белгилүү бир кечигүү керек экенин көрүүгө болот. Бирок rDS RDге караганда бир топ кичине болгондуктан, үзүлгөндөн өткөрүүгө чейинки конверсия убактысы өткөргүчтөн үзгүлтүккө чейинки конверсия убактысынан кыскараак.
MOSFET күйгүзүлгөндө дренаждык булактын каршылыгы rDS транзистордун rCES каныккан каршылыгынан, ал эми тышкы дренаждык каршылык RD транзистордун коллектордук каршылыгынан да чоң болгондуктан, заряддоо жана разряддоо убактысы MOSFET узунураак, бул MOSFETди түзөт Которуу ылдамдыгы транзистордукунан төмөн. Бирок, CMOS схемаларында заряддоо чынжырчасы да, разряддоочу чынжыр да аз каршылыктагы схемалар болгондуктан, заряддоо жана разряддоо процесстери салыштырмалуу тез болуп, CMOS схемасы үчүн жогорку которуштуруу ылдамдыгына алып келет.
Посттун убактысы: 2024-жылдын 15-апрелине чейин
